TR 电源组件的高效率优化综述
doi: 10.19328/j.cnki.2096‑8655.2026.04.007
孙伟翔 ， 王新征 ， 李硕 ， 陈大川 ， 石磊磊 ， 徐浩 ， 刘世超
上海空间电源研究所，上海 200245
基金项目: 国家自然科学基金资助项目（U2241284）
Review of High-efficiency Optimization Based on TR Power Supplies
SUN Weixiang ， WANG Xinzheng ， LI Shuo ， CHEN Dachuan ， SHI Leilei ， XU Hao ， LIU Shichao
Shanghai Institute of Space Power Sources, Shanghai 200245, China
摘要
TR 电源系统设计是一个充满挑战的工程，其对整机效率、输入电压范围、功率密度要求较高。本文在阐述 TR 电源系统架构的基础上，从 TR 电源的拓扑选型、控制算法等方面，对比了不同选型方案的优缺点，详细论述了基于 TR 电源的 DC/DC 拓扑优化方法。综述了针对多模块并联、多管并联的均流技术，并结合其后级脉冲负载特性总结了外接电容阵的特性和状态监测技术，梳理了当前 TR 电源研究热点和未来研究方向，包括宽禁带半导体及模块封装应用、智能热控与热-电耦合建模、软启动动态响应技术和数字电源控制技术，为新一代 TR 电源的研制提供参考。
Abstract
The design of transmit-receive （TR）power supply system is a challenging engineering task，with high requirements for the overall machine efficiency，input voltage range，and power density.Based on the description of the TR power supply system architecture，this paper compares the advantages and disadvantages of different selection schemes from the aspects of topology selection and control algorithm for TR power supplies，and elaborates the DC/DC topology optimization method based on TR power supplies in detail.Then，a review is made on the current sharing technologies for multi-module parallel connection and multi-tube parallel connection.The characteristic studies and state monitoring technologies for external capacitor arrays are summarized，along with the characteristics of the subsequent pulse load.Subsequently，the current research hotspots and prospects of the TR power supply are reviewed，including the applications of wide bandgap semiconductors and module packaging，intelligent thermal control and thermal-electrical coupling modeling，soft-start dynamic response technologies，and digital power supply control technologies.In summary，this article sorts out the future research directions and key technologies for TR power supplies，providing a reference for the development of new TR power supplies.
0 引言
相控阵雷达由大量辐射单元组成的雷达阵面构成，可同时追踪多个目标，具有抗干扰能力强、对波束切换能力强的特点，同时兼具高可靠性和功能多样性，正逐步替代旧式的机械扫描雷达，成为当今雷达装备研制的主流方向。依据天线种类的不同，相控阵雷达可分为无源相控阵雷达和有源相控阵雷达。其中有源相控阵雷达的每个天线单元都配备一个发射接收（Transmit-Receive，TR）组件，每个 TR 组件都能独立地发射和接收电磁波，负责信号的发射、接收、功率放大、移相和衰减，并通过开关实现收发模式切换[1]。因此，有源相控阵雷达在频率、带宽、功率和效率等方面相较无源相控阵雷达具有显著优势[2]。
TR 电源是相控阵雷达 TR 组件的供电源，具有大容性负载特性，工作模式为低频大功率脉冲。相控阵雷达在发射电磁波时呈现典型脉冲负载特征：单个 TR 组件所需瞬间脉冲功率可达 1~2 kW，脉冲持续时间在数十微秒到数毫秒之间，频率范围为 20 Hz 至数赫兹不等[3]。TR 电源组件对宽输入电压范围和系统效率要求非常高。TR 电源系统架构如图 1 所示，其由蓄电池提供 270 V 母线电压，经隔离型降压结构输出至电容阵列，电容阵列再接分流板或波控板[4]。采用这种分布式供电方式时，任一模块发生故障，其余模块仍能正常工作。特别是应用于陆地上的 TR 电源（如雷达车等），其数百伏直流母线由三相发电机经功率因数校正后提供输入功率，后级隔离型 DC/DC 模块与图 1 结构基本一致。一般为保证输出至组件上的电压恒定，需要在电源输出后级外接大电容阵。TR 电源外接电容电压波形如图 2 所示，随着脉冲负载周期性工作，电容阵承担负载瞬时大功率需求的供给，并在脉冲过后快速充电，因此其电压也呈现周期性下降和回升的趋势。
图 1 TR 电源系统架构
Fig. 1 Architecture of the TR supply system
图 2 TR 电源负载脉冲电压波形
Fig. 2 Load pulse voltage waveform of the TR supply
1 TR 电源电路拓扑选型
1.1 需求总结
在拓扑选型前，需了解 TR 电源工作特性需求。TR 电源输入电压由电池组提供，随着电池组的持续放电，其输出电压逐渐降低，映射到 TR 电压输入端表现为输入电压波动。以额定输入电压为 270 V为例，输入电压变化范围为 200~400 V，如何保证TR 电源在宽输入电压范围下的输出电压稳定和整机高效率是当下亟待解决的问题。
1.2 拓扑选型
为实现高效降压型 DC/DC 变换器的设计需求，国内外学者们进行了广泛的拓扑研究，主流的拓扑分为隔离型和非隔离型 2 种[6]。非隔离型拓扑不含电气隔离变压器，具有较多的无源器件，结构简单，成本较低，适用于低功率、对隔离性能要求不高的应用场景。尽管非隔离型开关电源电路简单，控制复杂度低，其仍存在一些不可忽视的缺陷：1）未实现输入与输出电路之间的电气隔离，存在级间放电风险；2）在较宽的输入电压范围内，难以维持高效率运行；3）降压比过大时，输出电压纹波很大，受性能指标限制。
由于 TR 组件的输出功率较大，对隔离性能要求严格，且有宽泛的输入和输出电压变换范围，所以非隔离型拓扑难以应用在 TR 电源的研究中。隔离型降压拓扑变换器将具有电气隔离作用的变压器引入传统的降压类型变换器中，除传统移相或脉宽调变（Pulse-width Modulation，PWM）控制外，还可通过调节变压器的匝数比进一步满足输出电压需求。隔离电源通过实现输入输出端的电气隔离，明显提高了电路的抗干扰能力，并获得额外升降压功能。因此，需要考虑隔离型电路拓扑，其附带的变压器能有效解决上述电气隔离问题。传统隔离型拓扑见表 1，以全桥拓扑为基准，Vm、Im分别为功率管的电压、电流最大应力值，常见类型包括正激、反激、推挽、半桥、全桥等。在设计一定功率等级的电源时，要选择与需求功率等级匹配的拓扑，并根据电压应力和电流应力匹配开关管规格[7]。
表 1 传统隔离型拓扑类型
Tab. 1 Traditional isolated topology types
为满足低压大电流输出要求，在忽略开关管数量的情况下，选择全桥电路拓扑可以满足较低的电压应力和电流应力，其电压应力是一倍的输入电压峰值，电流应力是一倍的输入电流峰值。
全桥变换器前级的 2 个桥臂可等效为 2 个 Buck电路，具有调压范围宽的特点，符合 TR 电源宽输入的需求。同时功率器件电流应力小，适合低压大电流场景，采用 PWM 控制方式，具有控制简单、稳定性好的特点[7]。然而，全桥变换器也存在不可忽视的缺点：其开关管为硬开关，开关损耗大，电路整体效率低；副边侧电压尖峰高，同步整流管电压应力大，增加了器件选型的难度；电磁干扰（Electro-Magnetic Interference，EMI）强，开关电源的电磁干扰很大程度上取决于功率开关管通断时的 du/dt和 di/dt的大小，会对电源周围的元器件产生强烈的电磁干扰，在TR 电源等对 EMI要求严苛的应用场景需加以限制。
移相全桥变换器被认为是替代传统全桥变换器的理想选择，其在电动汽车电控等领域应用广泛。如图 3 所示，移相全桥变换器相比于传统的全桥变换器，其在不增加元器件的情况下，利用变压器中的漏感 Llk 使原边的开关管实现零电压开通（Zero Voltage Switch，ZVS），提高了开关电源的整体效率。在控制上，S11和 S12构成的桥臂为超前桥臂，S13和 S14构成的桥臂为滞后桥臂，设 S11与 S14之间的脉冲波相位差为移相角，可以通过移相角调节输出电压。图 3 中，Vin为输入电压，Cin为输入侧电容，Q15和 Q16为复变整流侧的开关管，Vo为输出电压，Co为输出侧的电容，RL为输出负载，变压器的匝比为 N∶1，输出滤波电感为 Lo。
图 3 移相全桥变换器拓扑
Fig. 3 Topology of the phase-shifted full-bridge converter
移相全桥拓扑控制简单，具有宽调压范围、动态性能好的特点，但也存在相应的缺陷。如轻载时，滞后桥臂难以实现 ZVS，导致软开关特性丧失；变压器原边存在较大的功率回流，加剧了器件的电压和电流应力。同时由于占空比丢失，原边开关管电流应力和副边同步整流管电压应力增大。其原因为可控量少，仅为原边桥臂间的移相比，难以在满足部分开关管软开关特性的同时抑制功率回流和剩余管的软开关，因此，需考虑多控制维度或谐振式拓扑。
基于全桥 LLC 的 DC/DC 变换器如图 4 所示：通过两两互补接近 50% 占空比的信号进行变频控制；副边同步整流实现调制策略。谐振腔中的谐振元件为串联电感Lr、变压器激磁电感 Lm、串联电容 Cr。
图 4 全桥 LLC 变换器拓扑
Fig. 4 Topology of the full-bridge LLC converter
设输出电流为 Io，由基波近似法可推出全桥LLC 的等效电阻 Re为
Re=8n2π2⋅VoIo
（1）
定义 k 为 Lm与 Lr的比值，Q为电路的品质因数，其表达式分别为
  k=LmLr
（2）
Q=1ReLrCr
（3）
则有移相全桥 LLC 的增益 M的表达式为
M=|H(jws)|=1[1+1k(1−1fn2)]2+[Q(fn−1fn)]2
（4）
式中：fn为以 fr为基准的标幺开关频率，等于 fs与 fr的比值；fr指由谐振电感 Lr和谐振电容 Cr共同参与的串联谐振频率；fm指由谐振电感 Lr、励磁电感 Lm和谐振电容 Cr共同参与的串并联谐振频率。
设等效电路下的输出侧等效负载为 Re，根据如图 5 所示的全桥 LLC 谐振变换器等效电路可推得：当开关频率fs＜fm时，谐振网络呈现容性，开关管难以实现零电压开关，不予讨论。当 fm＜fs＜fr时，谐振网络呈现感性，整流二极管的零电流关断，消除了因二极管反向恢复所产生的损耗。当开关频率 fs>fr时，谐振网络呈现感性。整流二极管换流时会因反向恢复产生损耗，励磁电感在变换器运行过程中始终被方波电压所钳位，故一直未参与谐振，因此在这个频率范围内 LLC 串并联谐振变换器特性偏向于普通串联谐振变换器，LLC 变换器在欠谐振和准谐振区域可实现原边开关管的零电压开通（Zero Voltage Switching，ZVS）和副边管的零电流开通（Zero Current Switching，ZCS）。
图 5 全桥 LLC 谐振变换器等效电路
Fig. 5 Equivalent circuit of the full-bridge LLC resonant converter
然而，全桥 LLC 也存在如下缺点：1）LLC 谐振点会随着器件劣化而发生漂移，虽然可以为其工作区域留有裕量，即工作在准谐振，但影响整体效率；2）电流发生谐振，器件电流应力较大；3）为减小 EMI 噪声，LLC 变换器的开关频率范围较窄，增益较低，一般只能用于窄范围输入电压或定输入电压场景，难以应用在宽范围输入电压下。这些劣势使得全桥 LLC 在低压大电流场景应用受限。
针对 TR 电源宽输入、高效率的特点，可以综合传统的非隔离型和隔离型 2 种类型拓扑的优组合谐振腔，如图 6 所示构建多级式 DC/DC 变换器，或引入具有多控制维度的拓扑，如双有源全桥变换器（Dual Active Bridge，DAB）等。
直流变压器（Direct Current Transformer，DCT）结合 LLC 谐振变换器的恒频控制策略，能够优化谐振元件的设计，显著提升电能变换效率[8]。然而，由于该控制模式下开关频率保持恒定，直接限制了输出电压的调节能力。为克服这一局限，引入预调节器或后调节器，实现对输出电压的精准调节[9]。在提高电路频率的同时满足电能传输的高效率，需要用到两级式或三级式电路拓扑，如图 6 所示的两级式 DC/DC 变换器由非隔离型 DC/DC 变换器和 DCT-谐振腔组成，前者主要为半桥或全桥电路，后者为 LLC、LCC 等，最后接入整流滤波网络。
图 6 2 级式 DC/DC 变换器
Fig. 6 Two-stage DC/DC converter
传统的非隔离型拓扑无源器件较多，难以实现高功率密度。四开关 Buck-Boost（Four Switch Buck-Boost，FSBB）级联半桥 LLC 变换器拓扑如图7 所示，其中Lb 为 FSBB 前后桥臂间的电感，C 为FSBB 模块和 LLC 谐振模块的级间电容，D1和 D2为整流侧二极管。谐振腔与 LLC 类似，谐振元件依然为串联电感 Lr、变压器激磁电感 Lm和串联电容 Cr。该拓扑兼具前级定频、后级变频的优点，可实现模块化电压输入端与输出端的隔离，相比于 Buck+LLC，FSBB+LLC 能避免前级硬开关，可用于较高频率、输入电压范围宽场景。
图 7 FSBB 级联半桥 LLC 变换器
Fig. 7 FSBB cascaded half-bridge LLC converter
FSBB 凭借其输入输出同极性、开关管耐压低和电路结构简单等优势成为宽输入电压场景的优异方案[10]，但也存在相应的缺点使其在 TR 电源应用场景下受限，如：1）FSBB 的引入电感 Lb和输出大电容 Co，使得整机质量过高，难以满足设计中功率密度的要求；2）LLC 谐振点会随着元器件劣化而发生漂移，影响整体效率；3）4 个开关管在工作状态时会产生较大的共模噪声，干扰其他电路的正常工作，特别是在对噪声敏感的 TR 应用领域；4）受传输功率限制，FSBB 已有应用集中于系统功率 2 kW以内的小功率场景，对较大功率的 TR 电源适用性稍有欠缺。
上述隔离型拓扑因控制维度不足和拓扑结构自身限制，在一定程度上不能同时满足高功率密度、高效率、宽输入电压范围、低压大电流的要求。为此，可以考虑多自由度控制，并参考同步整流技术将二极管替换为金属氧化物半导体场效应晶体管（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，MOSFET），采用副边全桥结构降低功率管电压应力。原副边均为全桥电路，结合适宜的控制技术，可实现全局的软开通和部分功率管的软关断。有学者[11]据此提出了 DAB 拓扑，如图 8 所示，可实现软开关全桥 DC/DC 降压转换器的操作，适用于双向高功率流动。受限于当时功率器件和材料发展的限制，DAB 的高频特性使得电路损耗较大，在实际中应用困难。自 2007 年日本学者率先开始研究以来，随着磁性材料和第三代半导体器件等功率器件的发展，DAB 变换器受到了更多的关注。图 8中，D1为原边桥内移相，D0为原副边桥间移相，D2为副边桥内移相，S11~S14为原边开关管，Q15~Q18为副边开关管。
图 8 电感储能型 DAB 变换器
Fig. 8 DAB converter for inductive energy storage
DAB 变换器谐振部分由电感和高频变压器组成，原副边均为 MOSFET，具备 ZVS 特性，尤其在低压大电流的工况下能有效提升效率，常应用于3 kW 以上的高功率场景[12]。DAB 的多重移相控制（原边桥内、副边桥内、原副边桥间）能适配宽输入电压范围，且多个控制维度能满足在不同输入电压条件下各开关管的软开关特性[13]，但需采取适当的调制措施、电感值和开关频率，否则软开关的实现范围受限。
上述多种拓扑见表 2。DAB 变换器和全桥LLC 相对于其他 3 类拓扑具有较大优势，但诸如电源启动引发的涌流和移相比变化时出现的暂态偏磁问题，仍需要寻找相应的解决方案。
表 2 TR 电源 DC/DC 部分拓扑对比
Tab. 2 Comparison of the DC/DC topologies for TR power supplies
2 结构优化方法
TR 电源的输出特性为低压大电流，针对输出大电流整流部分带来的导通损耗问题需引起重视，常见的结构优化方法为多路输出并联和多管并联。
2.1 多模块并联
多模块并联是一种常见的电源系统设计方法，用于提升电源系统的电流输出能力、可靠性和冗余度，同时能成倍降低单路输出电流的峰值，减少整流环节的损耗。常见的多模块结构包括输入串联输出串联型（Input-series Output-series，ISOS）、输入并联输出串联型（Input-parallel Output-series，IPOS）、输入并联输出并联型（Input parallel Outputparallel，IPOP）、输入串联输出并联型（Input-series Output-parallel，ISOP）[14]。TR 电源输出需要保持较小的电压纹波以保证供电质量，低输出电压纹波可减轻雷达模块在工作期间对其他用电设备的干扰；大功率输出时，输出纹波的范围通常为几百毫伏，小功率输出时通常为几十毫伏[15]。为满足 TR电源的降压型低压大电流输出特性，选择 ISOP 结构能分担原边开关管的电压应力，降低副边开关管的电流应力，同时并联结构能减小输出侧的电流纹波。针对多模块并联，现阶段主要研究模块并联的均流方法以避免单模块电流应力过高，常见的均流方法如图 9 所示。
图 9 多模块并联均流方法分类
Fig. 9 Classification of multi-module parallel current sharing methods
常见的多模块模拟均流控制可分为有源法和无源法。无源法通过调节电源模块的输出阻抗来达到均流目标，其特点在于：小电流时电流分配特性差，大电流时分配特性有所改善，但仍达不到平衡状态，且以牺牲电压调整率来逐一调整每个模块以达到均流。该方法可应用在小功率、均流精度要求较高的场景，但对于额定功率不同的并联模块和元器件老化场景，难以实现模块间均流[15]。常见的有源法包括最大电流自动均流法（自动主从均流控制法）[16]、定主从均流控制法[17]、平均电流自动均流法[18]等，但模拟均流方法存在的固有缺陷难以克服，如很容易受到噪声干扰，且噪声干扰在功率密度等级越高的情况下越大[19]等。
针对上述多模块模拟均流控制的劣势，可借助数字控制方法来弥补。该方法不仅赋予了系统极大的灵活性，能够精确调控每个电源模块的输出状态，还能够在不影响其他模块运行的前提下对故障模块进行旁路切换，确保系统的稳定性和可靠性。数字均流控制的核心优势在于其出色的实时性和模块化设计，主控模块内置的数字信号处理（Digital Signal Processing，DSP）控制器能够实时读取并记录每个模块的输出电压、电流以及温度等关键信息，同时根据模块的唯一 ID，持续监控并评估每个模块的工作状态，确保整个电源系统的高效、稳定运行[20]。
2.2 功率器件多管并联
多管并联技术将多个金属氧化物半导体（Metal Oxide Semiconductor，MOS）管并联替代单一器件，不仅降低了单位面积的热流密度，将热负荷分散到多个并联器件给予电源布局更高自由度，并且显著降低了单管承受的电流应力。该方法能有效分担当 TR 电源副边整流侧为单一器件时的电流应力。
设并联 MOS 管数量为 n，则有
I单管 =I总 /n
（5）
设单只 MOS 管的通态电阻为 RDS( on )，n 管并联后的等效通态电阻为 RDS( on )/n，流经桥臂的电流为I。由通态损耗式（6）可得，并联后通态损耗可降低为原来的 1/n，从而减小导通损耗。
Pcond =I2RDS( on )
（6）
与多模块并联类似，多管并联存在相应器件电流应力不均的问题。相比于硅基芯片，SiC 芯片制备工艺成熟度较低，器件参数离散程度更显著[20]。为避免驱动信号不同步导致个别 MOS 管电流应力过大，整体可靠性降低，进行 MOS 器件筛选，以实现多管并联均流。赵志斌等[21]系统分析了 SiC MOSFET 并联应用中因阈值电压 VGS（th）、导通电阻Rcond及跨导 Gfs参数分散导致的电流不均衡问题，提出基于转移曲线距离系数与导通电阻线性拟合的 MOS 管筛选方法；KE 等[22]研究了 SiC MOSFET 器件参数展布对暂态电流分担的影响，分析了影响暂态电流均流的 2 个主要因素——阈值电压和跨导，提出了传递曲线筛选方法，该方法能使多管并联不均流程度降低至 3.5%。
除本身器件导通电阻导致的电流应力不均外，多管并联时栅极驱动同步问题也会导致 MOS 管存在开关先后顺序。当 MOSFET 并联后，其等效输入电容 Ciss增加，导致驱动能力不足，影响开关速度，甚至可能引发振荡[23]。张瑜等[24]提出一种基于动态栅级电阻的 MOSFET 模块并联均流方法，利用开关瞬间漏极电流在源极寄生电感上感应出的电压来检测电流，并通过动态调节栅极驱动电阻来实现并联模块的电流同步；MAO 等[25]提出了一种损耗损失可以忽略不计的无源平衡方法，针对每个MOSFET 使用一个电感和一个电阻来强制电流跟踪，并且不需要传感器、反馈和各极相关参数。基于各新型均流策略和可靠性方法，并联技术亦朝着智能化和数字化方向发展趋势[26]。
3 输出电容阵特性优化方法
在实际雷达系统应用中，为增强雷达的威力并提升整体性能，需要在不牺牲 TR 组件发射效率的前提下，尽可能提升 TR 组件的占空比和峰值功率[27]。这种方法会导致由数百个 TR 通道共同产生的平均电流和峰值电流变得很大[28]。通常情况下DC/DC 组件受限于体积无法实时跟踪输出功率，因此需要大电容阵作为输出缓冲单元，用于承担脉冲负载。一般地，TR 电源的输出端通常外接钽电容阵，电容阵列提供的脉冲功率为
Pmt=12C(U22−U12)+Pat
（7）
式中：Pm 为 TR 组件峰值功率；C 为电容的容值；U2为输出端的额定电压；U1为允许最低电压；Pa为TR 电源输出额定功率；t为单脉冲时间。
当储能电容过小时，在负载输出功率一定的前提下，电容阵列两端的电压波动很大，会影响后续阵面电源和功放芯片效能，甚至造成损伤。当储能电容过大时，虽然能支撑输出电压恒定，但其大体积的劣势也显现出来，不符合高功率密度的需求，同时阵面电容的容性负载过大会导致前级电源烧毁。因此，需要选择合适的容值，在保证跌落电压位于允许范围内的前提下尽可能减小电容容值。为减小阵面电容体积，张才清等[29]舍弃了传统的外挂电容阵，提出直接由负载电源提供雷达发射的功率脉冲，可大幅减少阵面的体积，但需满足高功率密度（大于 13 W/cm3）、超快响应速度（小于 100 μs）。
除了电容值外，电路的开关频率也会对电容性能产生影响，郭庆等[30]研究了电源的开关频率对负载电容的影响，总结了电容容量、损耗角正切值、等效串联电阻和频率的关系如下：
1）电容器的实际电容量通常随着工作频率的升高而逐渐减小，尤其在工作频率逼近其谐振频率时，电容的储能能力会彻底丧失。为确保电容器的稳定运行，所设定的最高工作频率必须严格低于其固有的谐振频率，并且需要预留出足够的频率安全裕量。
2）在交变电场作用下，电介质内电流相量与电压相量之间的夹角为功率因数角 ϕ，其余角为损耗角 δ，余角的正切值 tan δ 指电容器在工作状态下，其消耗的有功功率与无功功率之间的比值。通常而言，随着工作频率的升高，电容器的损耗角正切值会相应增大，内部的损耗也会相应的增加。
3）电容阵并非理想电容，而是存在等效串联电阻（Equivalent Series Resistance，ESR），电容器 ESR（记为 RES）与频率 f 之间的关系如式（8）所示，此处正切值 tan δ 越大，意味着 RES越高，电容阵的效率也随之降低。
RES=tan⁡δ2πf
（8）
被动设计容值和电路频率能满足正常工况下的脉冲负载需求，但随着电源工作，电容的状态随之发生劣化，故采用主动监测能及时发现电容故障。国内外的电容状态监测可分为离线式和在线式 2 种。
前者离线式为每间隔一段时间进行采样，将电容从功率回路中拆卸后进行测量，以某种物理量（如电流幅值、纹波等）的累加作为劣化判断依据。该方法具有精度高的特点，但是在监测器件处于停机状态。如卢西伟等[31]基于线性累积效应，采集纹波电流热效应的累积值作为衡量电解电容疲劳极限和疲劳损伤的指标对损伤度进行计算，得到状态评估量；文献[32]提出一种可用于评估铝电解电容器状况的实验离线技术，其老化表现为 ESR 的增加和电容的降低，通过牛顿-拉夫逊方法计算出 ESR的阻值和容值。
后者在线式能够在不停机状态下实时监测电容健康状态的变化情况。殷诚伟[33]利用子模块内部包含的卸荷电阻构造电阻电容（Resistors and Capacitors，RC）放电回路进行电容监测，评估了不同放电程度下的电容测量精度；唐圣学等[34]以纹波电流热效应的累积值衡量电解电容疲劳极限和疲劳损伤，并开展相应计算，根据对不同纹波电流损伤度进行求和所得到的总体累积损伤度对电解电容的疲劳损伤情况进行直接评估。然而，在线监测方法耗时较长，且通常其精度不及离线式监测，未来可通过探索基于多参数输入的状态评估，以及采用数据驱动型的方法优化电容的在线监测功能。
4 当前研究热点与展望
近年来，TR 电源组件的高效优化研究呈现多学科交叉趋势，核心突破集中于宽禁带器件应用与模块集成、智能热控与热-电耦合建模、高频脉冲负载动态响应技术 3 大方向，并逐步实现数字电源控制。未来需进一步解决高功率密度与热应力作用下器件可靠性的矛盾，并实现脉冲功率负载下稳定输出电压，推动 TR 电源组件向 95% 以上高效率迈进，满足雷达、卫星通信等领域下一代 TR 电源的高可靠性需求。
4.1 宽禁带器件应用与模块集成
常见的宽禁带器件包括碳化硅（SiC）、氮化镓（GaN）和砷化镓（GaAs）等，考虑到成本和耐压等因素，最常见的宽禁带功率器件为 SiC。随着 Si 器件的性能逐渐接近其理论极限，以 SiC 为基本材料的新型功率器件越来越受到业界重视。近年来，SiC MOSFET 凭借其高压、高温、高频、高效的优势成为研究热点，如图 10 所示，作为第三代半导体器件，SiC 材料相比于传统的硅材料在主要性能指标方面均已远超传统 Si器件。依托 SiC 功率器件的卓越性能，结合阵面电源对高功率密度、高效率及高可靠性的技术追求，采用 SiC 架构的功率器件作为主开关管，可实现电路的高频化，从而有效缩减无源器件的体积，实现整机达成高功率密度的设计目标[35]。
图 10 Si、SiC 器件性能对比
Fig. 10 Comparison of the performance of Si and SiC devices
与传统硅基绝缘栅双极型晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT）相比，SiC MOSFET无拖尾电流，同时具备更低的开关损耗和更高的开关频率。此外，SiC MOSFET 寄生二极管的反向恢复电荷仅为同等电压规格硅基 MOSFET 的 5%。AKAGI 等[36]分别使用 SiC MOSFET 和 IGBT 研制了基于 DAB 变换器的 100 kW 和 60 kW 原理样机，通过对比发现基于 SiC 器件的 DAB 效率提高1.4%，且功率密度更高。因此，对于 TR 电源，使用SiC 器件可以缩短死区时间，同时可以抑制反并联二极管反向恢复造成的损耗和噪声，提高整机效率。
在集成化方面，TR 电源的高集成度可以减小整机的占用空间，提高生产效率。王洪等[37]应用模块化思想，将传统相控阵雷达射频收发前端进行集成设计，集成了 TR 组件、电源等有源子阵，降低了设备冗余程度。张振等[38]采用三维堆叠垂直互连结构，连接 TR 芯片集成板、电源及开关驱动集成板和储能电容集成板，并借助锡膏并配合回流焊的方式完成焊接组装，从而提升了 TR 组件的集成度。吉宪等[39]提出了一种集结构与功能于一体的阵面综合口径变换技术，实现了相控阵雷达阵面上射频微波信号、高速数据信号、光通信信号、电源配电系统以及液冷散热机制的高效集成化传输，显著提升了阵面的集成密度。何毅等[40]提出一种分层集成的相控阵 TR 组件设计方案，通过结构腔体分置电路的方式集成变频功能模块，满足多波束、大功率及小型化需求。
4.2 智能热控与热-电耦合建模
TR 电源的小型化和高频化趋势使传统散热方案面临诸多挑战。高效的热控技术对设备稳定性和使用寿命至关重要。当前的研究热点：1）基于热力学的主动控制；2）器件热-电应力建模和退化过程研究，适用于器件选型和状态评估。两者对于电源整机的可靠运行都至关重要。
智能热控主要基于传感器、控制器和通信技术的融合，通过实时监测和自动调节实现对温度的精准控制。当前研究聚焦于长短期记忆网络（Long Short-Term Memory，LSTM）神经网络与降阶热失控网络模型的协同应用。如文献[41]提出的降阶热失控网络模型，通过等效电路法重构热阻网络，将热源项重新分配并修正触发条件，可实现热传播时间预测误差小于 1 min。该模型通过基因算法优化热源比例参数，提升计算效率，可集成于雷达 TR电源的嵌入式系统中，用于热失控传播路径的预判。基于模型预测控制（Model Predictive Control，MPC）的预期控制策略，可以主动响应运行设定值中的潜在干扰和偏差。LIN 等[42]采用数据驱动的方法，实现了对选定部件及区域温度场和热流分布的动态预测。
在热-电耦合建模与仿真方面，MOJIBI 等[43]提出了一种基于 IGBT 和二极管热分析的降压变换器可靠性评估方法，用于确定开关和二极管的结温，从而确定其失效时间。贾英杰等[44]针对 IGBT 的电气特性和温度分布特性，提出一种基于场路耦合的电热联合仿真方法，实现了多速率策略下的电热联合仿真。HANINI 等[45]建立了涉及局部物理效应的改进功率 IGBT 电热模型，提出一种适用于电力电子系统设计的瞬态 3D 热-电建模方法。
4.3 软启动快速响应技术
TR 电源从接收到投切供电指令，再到正式对外供电，需经历启动过程。当电感电流或电容阵电压达到一定值时方可解锁电源并对 TR 组件供电，缩短启动时间有助于 TR 组件更快正常工作。TR电源启动本质上是空载至满载的快速切换，传统电源存在体积大、效率低、响应慢等问题。为满足启动时的电源快速响应特性，并保持整机的高效率，研究软启动动态响应技术已成为当今的热点之一。樊靖轩等[46]提出了开关线性复合并联结构，通过线性电路实现快速功率跟踪（上升/下降时间 ≤50 ns），并结合 GaN 器件设计低阻抗交错并联 Buck变换器，使得动态响应速度提升 5 倍、电压跌落减少57%，能够有效改善启动的动态性能。为改善 TR电源启动过程中的动态响应性能，蒋天一[47]搭建了可用于 TR 电源的基于 LLC 拓扑的原理样机，引入最小二乘法拟合增益曲线来补偿 LLC 电路的开关频率，并经样机验证了该控制策略对改善 TR 电源动态响应性能的有效性。为在实现快速响应的同时抑制电流的超调量，文献[48]提出一种可用于TR 电源的软启动控制方法，通过电压环与频率环的协同反馈调节，实现电压频率互锁控制以优化软启动过程，同时实现快速启动。
当多个模块同时启动时，加电顺序需得到合理控制以限制电感电流幅值。王学斌等[49]提出 TR 组件供电控制电路，通过分时供电和状态监测确保加电顺序，以提升 TR 组件高工作效率。徐意婷等[50]提出一种 TR 电源结构，通过主功率 MOSFET 开关和电荷回馈电路实现上下电时序控制，可实现 TR电源的低成本和高可靠性。
4.4 数字电源控制技术
传统的 DC/DC 变换通过模拟方法控制，硬件电路结构复杂且控制方法单一，限制了电源效率的提高[51]。相较于模拟控制，数字控制具有参数一致性好，可较大程度地避免误差累积、器件老化及温度漂移等问题的优势。随着集成电路成本的稳步下降，数字控制 DC/DC 变换器的可行性大大提高，基于数字信号控制（Digital Signal Control，DSC）技术构建的闭环控制系统通过高精度采样与动态调节策略，可实现对电源输出电压/电流的精准管控[52]。由 2.1 节可知，TR 电源可采用 ISOP 结构，SHA 等[53]提出了一种数字控制策略，通过强制相邻模块的输入电压相等来实现双管正激变换器组成的 ISOP 系统输入均压。FU 等[54]对隔离降压变换器采用数字控制，在动态响应与追踪之间进行权衡，实现了变换器的电压调节、相位交错等功能。针对电源轻载时损耗大、效率低的缺陷，史永胜等[55]提出一种基于 DSP 控制的“Burst 模式”高效率数字电源控制策略，可使 LLC 半桥谐振变换器实现软开关运行、减少开断损耗，并在轻载条件下保持高效率运行。
然而，数字电源控制的收敛性和稳定性仍需深入研究，同时针对特定 DC/DC 变换，反馈系统中的收敛算法需要进行最优化选择，以满足最优实时性要求及降低电路高频开关过程中的跟踪误差。
5 结束语
TR 组件作为有源相控阵雷达的重要组成部分，其电源模块的效率和可靠性直接影响有源相控阵雷达的正常运行。本文综述了 TR 电源的效率优化技术：讨论了全桥变化器的拓扑选型，比较了不同拓扑之间的优缺点，指出 TR 电源组件实现高效率和高功率密度需依赖多控制维度或多级组合架构，以实现全局软开关目标。同时，讨论了多模块并联及多管并联措施，并综述了外接电容阵的特性和状态监测实践现状。最后，综述了目前 TR 电源高效率优化的研究热点与展望，包括宽禁带器件应用与模块集成、智能热控与热电耦合建模、软启动快速响应与整机效率的协同优化，以及数字电源控制技术等。其中，SiC 等宽禁带器件的应用可显著提高开关频率，其低导通电阻特性有助于降低开关损耗，提升电源效率；智能热控与热-电耦合建模从在主动和被动两方面，提高了电源的可靠性与持续高效运行能力。
本文梳理了当前 TR 电源组件的研究进展与关键技术，为新一代 TR 电源的研制提供参考。
图 1 TR 电源系统架构
Fig. 1 Architecture of the TR supply system
图 2 TR 电源负载脉冲电压波形
Fig. 2 Load pulse voltage waveform of the TR supply
图 3 移相全桥变换器拓扑
Fig. 3 Topology of the phase-shifted full-bridge converter
图 4 全桥 LLC 变换器拓扑
Fig. 4 Topology of the full-bridge LLC converter
图 5 全桥 LLC 谐振变换器等效电路
Fig. 5 Equivalent circuit of the full-bridge LLC resonant converter
图 6 2 级式 DC/DC 变换器
Fig. 6 Two-stage DC/DC converter
图 7 FSBB 级联半桥 LLC 变换器
Fig. 7 FSBB cascaded half-bridge LLC converter
图 8 电感储能型 DAB 变换器
Fig. 8 DAB converter for inductive energy storage
图 9 多模块并联均流方法分类
Fig. 9 Classification of multi-module parallel current sharing methods
图 10 Si、SiC 器件性能对比
Fig. 10 Comparison of the performance of Si and SiC devices
表 1 传统隔离型拓扑类型
Tab. 1 Traditional isolated topology types
表 2 TR 电源 DC/DC 部分拓扑对比
Tab. 2 Comparison of the DC/DC topologies for TR power supplies
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